三电平逆变器微观实验室（离线版）

周期位置 · 拖动查看开关瞬间0.000 ms

0.0°电角度

SYNCHRONIZED OVERVIEW

桥臂与当前承流路径

P

桥臂电压+400 V

相电流0.0 A

三相状态POO

MODULATION & OUTPUT

调制波形与输出电平

SPACE VECTOR

当前矢量与冗余状态

NEUTRAL POINT

中点电流与累计电荷

i_NP0.0 A调制PD-SPWM

PHASE-LEG · A 相桥臂

I 型 NPC：二极管箝位

SiC MOSFET 沟道体二极管承流 NPC 箝位二极管未承流

反向承流模型

默认按单向器件等效 / 二极管换流显示；切换后可观察 SiC MOSFET 正栅压下的第三象限同步整流。

THREE-PHASE POWER STAGE

三相桥臂同步状态

POO

门极 ON 门极 OFF 直流中点支路青色外框：当前观察相

t0.000 ms0.0°

ONE ELECTRICAL PERIOD

调制、输出与共模波形

B/C 相相电流

线电压基波—V RMS

线电压 THD—至 50 次

共模 RMS—V

桥臂换相次数—A 相 / 周期

中点电流 RMS—A

27 SWITCHING STATES

三电平空间矢量图

POO

200 kW IPMSM · TRACTION ENVELOPE

新能源汽车电机负载下的调制可用范围

先检查电流、功率和电压是否可实现，再判断该调制在当前调制度、功率因数与载波比下是否仍有足够的中点控制余量。

200kW 最大功率

20,000r/min 最高转速

350N·m 最大转矩

600A 相电流峰值

OPERATING POINT

工况与算法

调制算法

转速 12,000 r/min

转矩 140 N·m

推荐区中点可控余量充足

代表性 IPMSM 电参数

极对数: 4
R_s: 8 mΩ
L_d: 80 μH
L_q: 160 μH
ψ_f: 0.088 Wb

这些电参数用于构造与 350 N·m / 600 A / 20,000 r/min 相匹配的代表性样机，不对应某一量产电机。

SPEED–TORQUE MAP

电压可实现性与中点控制能力

推荐边界使用中点控制弱不可实现

机械功率—kW

电流幅值—A peak

所需调制度—2|u_dq| / U_dc

基波功率因数—|cos φ|

载波比—f_sw / f_e

中点控制指数—0–100

ALGORITHM ENVELOPE

不同调制方法的工程适用区间

调制方法	电压线性范围	中点可控区	主要薄弱区	本样机建议
PD-SPWM 自然平衡	m ≤ 1.00	无闭环保证	参数偏差、动态工况及高调制度	原理演示或轻载验证
零序注入 CBPWM	m ≤ 1.00	中低 m、高功率因数	高 m + 低 PF；零电平时间不足	低速至基速的常规方案
NTV-SVPWM + 冗余小矢量	m ≤ 1.155	中等 m、高 PF 时较强	深度弱磁、高 m、低载波比	主工作区优先方案
NTV-VSVPWM	m ≤ 1.155	全线性区、全 PF	开关次数、CMV 与谐波代价	中点优先的全速域基准
高调制度改进 NP-SVPWM	m ≤ 1.155	针对高 m、低 PF、低载波比	算法复杂度和标定量	12,000–20,000 r/min 重点方案
中点平衡型 DPWM	m ≤ 1.155	中高 m、中高 PF	轻载低 PF 或不合适的箝位扇区	高负载效率优化的备选
过调制 / 准六步	1.155 < m ≤ 1.273	调节自由度快速下降	中点、谐波与转矩脉动	最高速短时扩速，不作常规区

颜色边界是基于当前 U_dc、f_sw 和代表性电机参数的工程判据，不是拓扑的绝对数学边界。P/O/N 对直流中点的电荷作用适用于 I-NPC、T-NPC 与 ANPC；拓扑主要改变器件承流路径和损耗分配。常规载波调制与普通 NTV 在“高调制度 + 低功率因数 + 低载波比”下，中点控制能力会显著下降；VSV 或面向高速弱磁区的改进算法用于补齐该区域。

TOPOLOGY MAP

三种拓扑，差别到底在哪里

维度	I 型 NPC	T 型 NPC	ANPC
单桥臂主要器件	4 开关 + 2 箝位二极管	4 开关，含中点双向支路	6 个有源开关
P / O / N 电平	均可生成	均可生成	均可生成
零电平路径	由箝位二极管与内管决定	经中点双向开关	多个冗余有源路径
核心优势	结构经典、成熟	导通器件少、低压效率突出	损耗与结温可主动分配
核心代价	内外管损耗不均、二极管恢复	外管需承受全母线电压	驱动和换相管理更复杂
最值得观察	电流方向改变时的 O 态路径	P/N 态与 O 态导通压降差别	O+ / O− 冗余状态轮换

CONCEPT CARDS

容易混淆的概念

相电压、桥臂电压、线电压

本工具的 v_xO 是桥臂输出相对直流中点 O 的电压；v_ab=v_aO−v_bO。负载星点若悬浮，相对负载星点的相电压还需扣除共模分量。

为什么三电平有 27 个开关状态，却只有 19 个位置

每相有 P/O/N 三种电平，因此组合数为 3³=27；其中多个组合映射到相同的 αβ 电压矢量，形成冗余状态。冗余不改变线电压，却会改变中点电流路径。

PD、POD 与 APOD

PD 的两条层叠载波同相；POD 让正、负载波相反。三电平仅有两条载波，因此 APOD 与 POD 等价；四电平及以上时，APOD 才具有独立的相邻载波关系。

SVPWM 为何能提高母线利用率

连续 SVPWM 可等效为向三相正弦参考共同注入零序分量，使参考波在载波范围内居中；共同零序会改变桥臂电压，却在线电压相减时抵消。

ANPC 的“主动”体现在哪里

传统 NPC 用二极管完成中点箝位；ANPC 用可控开关替代或扩展箝位支路，可在同一零电平的不同电流路径间选择，以重分配导通损耗、开关损耗和结温。

Q1/Q3、Q2/Q4 为什么看起来互补

在本工具采用的四管编号下，I-NPC 与 T-NPC 的稳态表为 P=1100、O=0110、N=0011，因此 Q1/Q3 和 Q2/Q4 构成两个换流单元。这里的“互补”不是无延时逻辑取反：换相时必须先关后开并插入死区，死区内同一对允许同时 OFF。不同功率模块可能采用不同引脚编号，应先映射到实际拓扑位置，不能只凭 Q 编号接线。

死区与安全换相

理想状态表不能直接等同于可下发门极序列。实际控制必须加入死区、器件互锁和受控换相，尤其 ANPC 的冗余零状态切换要避免直流母线短路与悬空过压。

演示采用理想开关、平衡直流母线和正弦负载电流模型；用于理解拓扑与调制逻辑，不替代器件级损耗、寄生参数或安全换相仿真。

01 · PURPOSE

用途、坐标和模型边界

本工具用于把三相三电平逆变器的“调制参考—桥臂电平—门极状态—器件承流—中点电流”放在同一时间轴上观察。它是开关逻辑与波形关系的教学模型，不是器件级电磁暂态、热设计或保护验证软件。

桥臂电压 v_xO

x∈{A,B,C}，O 为分裂直流母线中点。P/O/N 分别表示 +U_dc/2、0、−U_dc/2。

电流正方向 i_x

规定从逆变器桥臂流向交流负载为正；负值表示能量从交流侧返回直流侧。

线电压

v_ab=v_aO−v_bO。共同注入三相的零序分量在线电压相减时抵消。

负载相电压

星点悬浮时，负载相电压不等于 v_xO，还需扣除三相桥臂电压的共模分量。

重要限制：直流两只电容始终假定平衡，器件压降、结电容、反向恢复、寄生电感、死区、电流纹波和控制延迟未进入数值积分。图中的体二极管/第三象限选择是承流解释层，不会反过来改变波形计算结果。

02 · NORMALIZATION

调制度 m_a 的定义：分母是 U_dc/2

工具先生成三相平衡正弦参考。调制度是“未注入零序之前的相参考基波峰值”除以半母线电压，而不是除以整条母线电压，也不是线电压有效值。

v*_a,raw=m_asinθ，v*_b,raw=m_asin(θ−2π/3)，v*_c,raw=m_asin(θ−4π/3)
m_a=V̂_phase,ref/(U_dc/2)=2V̂_phase,ref/U_dc

这里的 v* 已归一化，所以界面直接显示 pu。对于不注入零序的正弦载波调制，在线性区内有 V̂_xO,1≈m_aU_dc/2；三相对称且忽略共模时，线电压基波有效值近似为：

V_LL,1,rms≈(√3/√2)·m_a·U_dc/2

PD/POD：无零序注入时线性范围为 0≤m_a≤1；继续增大将出现参考饱和/过调制。
载波等效 SVPWM 与本工具 DPWM：通过共同零序平移参考，理想线性上限为 2/√3≈1.1547。
零序注入后：某一相的“移位参考”峰值可以不同于 m_a；m_a仍指原始正序相参考的幅值。

03 · MODULATION

载波比较规则与四种调制方法

每个电周期取 2000 个样本。上载波 c_up位于 [0,1]，下载波 c_low位于 [−1,0]。每一相独立比较：参考不小于上载波输出 P，不大于下载波输出 N，其余输出 O。

v*_x≥c_up ⇒ P；v*_x≤c_low ⇒ N；否则 ⇒ O

界面名称	本工具中的准确定义	主要特征	线性范围
PD-SPWM	两条层叠三角载波同相；直接用三相正弦参考比较，不注入零序。	三电平最常见的载波配置；线电压中部分载波谐波可相消，逻辑直观。	m_a≤1
POD / APOD	POD 令正、负载波相差 180°。三电平只有两条相邻载波，因此 APOD 与 POD 在本模型中相同。	改变桥臂和共模频谱；不能只看单相桥臂波形判断线电压质量。	m_a≤1
载波等效 SVPWM	每个样本计算 z=−[max(v_a,v_b,v_c)+min(v_a,v_b,v_c)]/2，再把同一个 z 加到三相参考后进行 PD 比较。	属于连续 min–max 零序注入；线电压不含该共同零序，可提高母线利用率。它再现连续 SVPWM 的电压效果，但不显式计算扇区和每个矢量驻留时间。	m_a≤2/√3
DPWM	若 max+min≥0，取 z=1−max；否则取 z=−1−min，使当前最大相箝到 +1 或最小相箝到 −1。	本工具采用“极值箝位 DPWM”近似，一相在相应 60°区间减少高频换相；并非所有文献中 DPWM0/1/2/3 的统一代称。	m_a≤2/√3

关于“载波等效”：本工具只比较最终三电平序列与波形，不包含真实控制器中的扇区判定、最小脉宽、对称七段序列、采样更新点或死区补偿。因此不能据此直接生成量产门极代码。

04 · POWER STAGE

拓扑、稳态门极表和实际承流

“门极 ON”与“该器件正在承流”是两个不同维度。器件可能已经收到开通信号，却因支路电压关系不在当前电流回路中；反之，门极 OFF 时体二极管仍可能被迫续流。

拓扑	P 态	O 态	N 态	零电平关键路径
I 型 NPC	Q1/Q2	Q2/Q3	Q3/Q4	i_x>0：Dcl+ 与 Q2；i_x<0：Q3 与 Dcl−。
T 型 NPC	Q1/Q2	Q2/Q3	Q3/Q4	Q2/Q3 为反向串联双向开关；实际沟道/二极管组合由电流方向和反向承流模型决定。
ANPC（PWM1）	Q1/Q2	O⁺：Q2/Q5；O⁻：Q3/Q6	Q3/Q4	两条冗余零路径可轮换，以重新分配损耗与中点作用。

T 型横管为什么会有两种正确画法

本图固定左侧为 Q2、右侧为 Q3，并把两只体二极管画成反向串联。选择“二极管换流等效”时，按单向开关/自然续流的器件路径解释：

i_x>0（O→相端）：Q2 正向沟道＋ Q3 体二极管。
i_x<0（相端→O）：Q3 正向沟道＋ Q2 体二极管。

选择“SiC 双沟道同步”时，Q2、Q3 两个门极在 O 态均已建立正栅压。增强型 SiC MOSFET 的沟道可以反向承流，因此原来由体二极管承担的那一只会改标为第三象限沟道。反向串联用于关断时实现双向阻断，并不意味着两只 SiC 门极在稳态绝对不能同时 ON。

如何理解默认模式：默认的一管一二极管图满足拓扑回路教学和传统单向开关损耗分解；同步模式更接近已打开的 SiC MOSFET 稳态。死区内栅压撤销，反向器件通常重新由体二极管接管。实际分流还取决于 R_DS(on)、V_GS、结温和体二极管压降。

05 · NUMERICAL MODEL

仿真量、采样和中点电流

时间轴: 一个基波电周期离散为 N=2000 点；θ=2πk/N，t=k/(Nf₁)。播放只是沿同一组离散结果移动观察光标。
载波比: m_f=f_sw/f₁。允许非整数载波比，因此单个显示周期的首尾不一定严格形成周期延拓。
相电流: 不是由 R-L 或电机微分方程求解，而是预设为 i_x=30sin(θ−2πk/3−φ) A。φ>0 表示电流滞后电压参考。
直流母线: U_dc由两个理想等压电容分成 +U_dc/2 与 −U_dc/2；当前没有电容电压状态方程。
中点电流: 仅 O 态相桥臂计入：i_NP=Σ[i_x·1(level_x=O)]。符号按页面定义；累计电荷取离散积分 Σi_NPΔt。
冗余偏置: 只对相邻电平构成的小矢量进行 P 型/N 型冗余替换。当前是便于观察趋势的确定性分配规则，不是闭环中点电压控制器。
ANPC 零态: 平衡偏置接近零时，以载波半周期在 O⁺/O⁻之间交替；偏置明显为正或负时分别优先 O⁺或 O⁻。

06 · METRICS

波形页各指标如何计算

线电压基波：对一个显示周期内的 v_ab做离散傅里叶投影，报告第 1 次谐波的 RMS。
THD：取第 2 至第 50 次谐波 RMS 的平方和开方，再除以基波 RMS。它不含 50 次以上频谱，也不等同于经滤波后的电流 THD。
共模 RMS：v_cm=(v_aO+v_bO+v_cO)/3 的整周期均方根。
桥臂换相次数：统计 A 相相邻采样点的 P/O/N 电平变化次数；不是逐器件开关损耗计数。
中点电流 RMS：按上述理想 O 态电流之和计算，不含直流电容 ESR/ESL 与高频环流。

07 · IPMSM ENVELOPE

IPMSM 工作域页采用的准稳态模型

该页使用代表性 200 kW、4 极对数 IPMSM 参数，通过 d-q 稳态方程扫描负 d 轴电流；在 600 A 峰值、350 N·m、20,000 r/min 和 200 kW 包络内，选择满足目标转矩且电流较小的候选点。

T_e=1.5p[ψ_fi_q+(L_d−L_q)i_di_q]
v_d=R_si_d−ω_eL_qi_q；v_q=R_si_q+ω_e(L_di_d+ψ_f)
m_required=2√(v_d²+v_q²)/U_dc

“中点控制指数”是依据调制度、功率因数和载波比构造的工程启发式评分，用于比较趋势，并非来自闭环控制器时域仿真或某一标准认证模型。颜色边界不应直接作为量产标定限值。

08 · WORKFLOW

技术依据与编号说明

状态表、换流约束和器件方向主要参照 ON Semiconductor《AND90320 — Gate Drive and Protection of Three-Level Inverters》与《AND90322 — Comparative Analysis of Inverter Topologies and Modulation Techniques》，T 型 SiC 实现对照 Texas Instruments TIDA-01606 设计指南；SiC 第三象限导通解释对照 Infineon CoolSiC MOSFET 应用资料。

不同论文、功率模块和厂商资料可能交换 Q2/Q3 或 Q5/Q6 编号。本工具所有文字均以页面所画位置为准：T 型左横管为 Q2、右横管为 Q3；把状态表移植到硬件前必须先按漏极、源极和中点连接关系重新映射。